快捷搜索:  as  test  www.ymwears.cn    xxx  1111  as and 1=2-- -  情深缘浅

基于双输出单级反激PFC变换器驱动高亮LED的设计

1 小序

如今,LED已经广泛利用于液晶背光、汽车、交通灯以及通用照明。根据IEC 61000-3-2 C 类律例,必要对大年夜于25W的LED通用照明驱动器进行功率因数校对( Power Factor Correction,PFC) ,是以低资源的功率因数校对规划成为关注的钻研课题。

AC /DC 变换器中常见的有源功率校对( AcTIve PowerFactor CorrecTIon,APFC) 电路是两级PFC 电路,前一级电路用来进行功率因数校对,后一级电路用作DC /DC 变换器。因为存在两个级联功率级,这一类电路的尺寸和资源平日都对照高,是以,呈现了另一类APFC 拓扑,这类拓扑把PFC 电路和DC /DC变换器集成在一路,它们共用一个有源功率开关,成为单级AC /DC 变换器,进而低落了资源,这种APFC 电路现在已经广泛利用于镇流器,充电器中。

将多路输出变换器作为LED驱动器,可实现用一个变换器满意多个不合等级的恒流输出需求,从而低落了驱动器的资源。而传统的多路输出变换器,如变压器耦合要领,加权反馈调节要领,虽可实现多路恒压输出,但不能实现多路恒流输出。基于此,本文提出了一类双输出单级反激PFC 拓扑。

此类拓扑在DCM下,即可实现各路自力调节的恒压输出,也可实现各路自力调节的恒流输出,并且实现了功率因数校对。为了避免变换器两路输出的交叉影响,利用时分复用措施实现了每一条输出歧路电流的自力调节,从而可使每路分手驱动不合类型的LED,而且驱动器此中一起故障不会影响另一歧路的正常输出,前进了驱动器的靠得住性; 因为此措施只用到一个磁性元件即可实现两路恒流输出,整流桥后不必要大年夜的高压储能电容,进而低落了驱动器的资源。变换器事情在DCM、定频、定占空比下,还可得到较高的功率因数。着末经由过程仿真与实验验证了本文钻研结果的精确性与有效性。

2 自力调节双恒流输出反激拓扑

图1 为自力调节双路恒流输出单级反激PFC变换器的拓扑图及其开关时序。图1 (a) 为自力输出绕组型拓扑,两路输出分手由两个自力绕组供给。

图1( b) 为共用输出绕组型拓扑,两路输出由同一个绕组分时供给。无论是自力输出绕组型照样共用绕组型,若两个电路满意D1a + D2a 《 0. 5,并且D1b +D2b 《 0. 5,则可使两路事情在互补的相位Фa和Фb,经由过程期分复用旌旗灯号TMS ( TIme-MulTIplexing Signal,TMS) 分手对两路进行复用节制。如图1 ( c) 所示,当Soa = 1,变换器对A 路输出进行调节,原边开关电流Ip在D1aT 阶段线性上升,在D2a T 续流阶段电流Isb线性下降,D3a T = ( 1 - D1a - D2a) T 时,电流Isb为零,此时,变换器处于DCM 事情模式; 当Sob = 1,变换器对B 路输出进行调节,若B 路事情时变换器也处于DCM 事情模式,就可实现两路无交叉影响节制。

图1 自力调节双路输出单级反激PFC变换器及其开关时序

Flyback 变换器在DCM 模式下具有天然的PFC能力,输入电流可以自动跟踪输入电压且维持较小的电流掉真。假如变换器事情在DCM、定频、定占空比下,变换器可以得到较高的功率因数。对付本文提出的双路输出反激变换器,在DCM 模式无交叉影响的前提下,假如每一起均可以实现较高的功率因数,那么全部变换器也可以实现较高的功率因数。

3 功率因数校对节制实现

如图2 所示为电压型PWM 节制双输出单级反激PFC LED 驱动器及节制实现。每路均采纳LED串联要领连接。A、B 两路输出电流的采样电压Voa、Vob分手与两个参考电压Vref1、Vref2进行对照,再经由过程偏差对照器孕育发生偏差旌旗灯号Ve1、Ve2.锯齿波旌旗灯号Vsaw同时与这两个偏差旌旗灯号进行对照孕育发生C1,C2 旌旗灯号。

由时分复用旌旗灯号孕育发生器孕育发生的时分复用旌旗灯号TMS给选择器供给选择旌旗灯号,进而抉择在一个周期内节制器选择每路的占空比旌旗灯号C1 或C2.选择器的输出旌旗灯号Vs1颠末隔离后作为主开关Q1 的驱动旌旗灯号,而时分复用旌旗灯号Vsa( TMS) 及其互补旌旗灯号Vsb分手作为开关Q2、Q3 的驱动旌旗灯号。

图2 双路输出单级反激PFC 驱动器及节制环路示意图。

图3 所示为双路输出单级反激PFC 变换器原边电流iQ1,副边电流iQ2,iQ3的节制时序示意图,图中时分复用旌旗灯号( TMS ) 抉择了调节的歧路。当TMS = 1 时,变换器对A 路进行调节,此时变换器根据A 路的设计参数进行事情,此路原边与副边开关电流峰值包络线分手如图3 中的IQ1_A( θ) 和Ipkp_Q2( θ) 所示; 当TMS = 0 时,变换器对B 路进行调节,此时变换器就根据B 路的设计参数进行事情,此路原边与副边开关电流峰值包络线分手如图3 中的IQ1_B( θ) 和Ipkp_Q3( θ) 所示; 变换器输入匀称电流为两路输入电流的匀称值,如图3 中的IQ1_avg( θ) 所示。

图3 双路输出单级反激PFC 变换器节制时序示意图。

为了实现定占空比节制,单级反激PFC 变换器偏差放大年夜器的带宽必须要小于2 倍工频,一样平常为10~ 20Hz 阁下,这样设置的偏差放大年夜收集对输出工频纹波及输入的正弦电压不会很敏感,即可实现定占空比要求,从而实现PFC。

为了使双路输出无交叉影响以及PFC 功能,包管电路事情在DCM 下是异常紧张的。为了包管电感电流处于断续模式,A 路应满意:

输入电压颠末全桥整流后可表示为:

此中,Vpkp为输入电压的峰值,θ 为输入频率,T 为开关周期( = TA + TB) ,TA为一个开关周期内A 路的复用光阴。半个工频周期内,变换器在定占空比前提下,A 路输入电流峰值的包络线为:

此中Ipkp_A为A 路输入电流的最大年夜峰值。A 路主开关导通光阴为:

此中,LP是原边电感值。A 路副边开关导通光阴为:

此中,LS是副边电感值; ISP( θ) 是副边电流峰值,它也是正弦函数; NA为原边和副边的匝数比; Vf是副边二极管导通压降。

A 路输入电流瞬时价为:

要包管A 路事情于断续模式,需满意式( 1) ,将式( 4) ,( 5) 代入,可得临界电感:

A 路输入的匀称功率可表示为:

若Lp固定,A 路原边开关电流的最大年夜峰值为:

同理,B 路原边峰值电流的最大年夜峰值为:

若变换器无能量损耗,则A 路,B 路最大年夜输出功率为:

假如两路输出电压相等,根据式( 11) 、( 12) ,那么A路,B 路最大年夜输出功率与A 路复用占空比DA的关系如图4 所示:

图4 A、B 路最大年夜输出功率与DA的关系图。

由图4 可知,假如两路所需功率不合,比如PA /PB = 2,DA选择0. 586 可使在满意两路输出功率的条件下最大年夜提升变换器输出的总功率,此时电感电流处于临界导电模式。以是根据每一起的最大年夜需求功率分配复用光阴,可以前进电感的使用率。

4 仿真和实验结果

为了验证双路输出单级反激PFC 变换器的可行性,根据图2 所示的自力调节双输出反激变换器以及节制实现要求,选用表1 的电路参数进行仿真,并制作了样机。为了简化设计,设定变压器原边与副边绕组的匝比为36∶ 9∶ 9,选择时分复用旌旗灯号的复用光阴比TA ∶ TB = 1∶ 1,如表1 所示。

表1 PWM 节制双输出单级反激PFC 变换器电路参数。

图5 为变换器输入电压Vin与输入电流Iin及主开关的开关电流IQ1的仿真波形,从图可以看出输入电流很好地跟踪了输入电压。图6 为时分复用旌旗灯号TMS、驱动旌旗灯号Vs1、两路帮助开关电流iQ2,iQ3的实验波形,图7 为变换器输入电压Vin与输入电流Iin及流经主开关的电流iQ1的实验波形,可以看出输入电流能够很好地跟随输入电压变更,验证了仿真的结果,实测PF 值为0. 967; 图8 为输出电流Ioa、Iob的实验波形,可以看出,A 路输出匀称电流Ioa,rms为347mA,纹波Ioa,p-p为32mA,B 路输出匀称电流Iob,rms为173mA,纹波Iob,p-p为32mA,实现了双路恒流输出。图9 所示为样机正常事情时的什物图。

图5 输入电压、电流及主开关电流的仿真波形。

图6 各路开关电流及时分复用旌旗灯号实验波形。

图7 输入电流、电压及主开关电流实验波形。

图8 两路输出电流实验波形。

图9 样机什物图。

5 结论

跟着高亮LED 的广泛利用,本文提出了一种基于双输出单级反激PFC变换器驱动高亮LED的措施。此中每一条输出歧路电流可自力调节,从而可使每路分手驱动不合类型的LED; 此中一起故障不影响另一歧路的正常输出,前进了驱动器的靠得住性;因为此措施只用到一个磁性元件即可实现两路恒流输出,不必要大年夜的输入支撑电容,低落了驱动器的资源,且易于实现隔离及PFC 功能,实测达到了0. 967的PF 值。此措施为必要多路恒流源并且必要实现功率因数校对的利用供给了一种有效的办理思路。

责任编辑;zl

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